Abschaltverzögerung

Ausschaltverzögerung. Ausschaltverzögerung (n). Ich würde einen Wippschalter mit Ausschaltverzögerung bevorzugen.

Lowpower-MOSFET, Batterieabschaltverzögerung

BS170, BC560 BC517, Darlington, Highsite Leistungs-MOSFET)

Der Elektronik-Minikurs über Lowpower-MOSFETs konzentriert sich auf eine besondere Applikation, die Verzögerungsschaltung, oft auch Timer genannt. Nichtsdestotrotz ist dieser Content geeignet, die bereits gewonnenen Grundkenntnisse zu erweitern über diese Form von Feldeffekt-Transistoren zusätzlich Für Derjenige, der noch nicht weiß, was ein Feldeffekt-Transistor (FET) ist, kann die drei Grundkurse von Patrik Schnabel belegen: In diesen Grundkursen erfährt werden die beiden Typen von Feldeffekt-Transistoren, der Junction-FET (JFET) und der Metalloxid-Silizium-FET (MOSFET) empfohlen.

Bei MOSFET handelt es sich um eine hochisolierende Siliziumoxidschicht (SiO2). Es fließt ein Drain-Strom, wenn das Tor Source-Potential hat. MOSFET hat auch den Depletionstyp, aber der Bereicherungstyp (selbsthemmend) ist besser bekannt, besonders wenn der Leistungs-MOSFET verwendet wird. Der MOSFET blockiert den Drain-Strom, wenn das Gatter Source-Potential hat.

Ein Drain-Strom kann nur fließen, wenn eine bestimmte Mindestspannung zwischen Gate und Quelle liegt. Für den Betrieb in Logikschaltungen mit 5 VDC stehen besondere MOOSFETs zur Verfügung. Für diese Leistungs-MOSFETs genügt eine Gate-Quellen-Spannung von weniger als 5 V, so dass der Drain-Quellen-Kanal genügt durchläßt. Diese muss eine Plusgatespannung gegenüber der Quelle haben, damit ein Drain-Strom fließen kann.

Er ist ähnlich wie der bipolare NPN-Transistor, dessen Base eine Plusspannung gegenüber haben muss, damit ein Strom des Kollektors fließen kann. Das N-Kanal MOSFET wird mit der Plusspannung angesteuert, ohne dass ein Gatterstrom fließt. Als Steuergröße dient die Gatespannung und beträgt je nach MOSFET-Typ bis zu +10 V. Die Drain-Stromerzeugung erfolgt ausschließlich durch einen elektrischen Feldeffekt zwischen dem Tor und dem Dränagekanal.

Bereits bei einer Basis-Emitterspannung von ca. 0,7 V geht der bidirektionale NVTransistor in den leitfähigen Status (Kollektorstrom) über. Es ist nicht erlaubt, diese Spannungen erheblich zu erhöhen! Anders als beim spannungsgesteuerten MOSFET - und auch beim JFET - wird der Bipolartransistor von der Base (Basisstrom) stromgeregelt. Diese Unterscheidung zwischen MOSFET und Bipolartransistor wird am Beispiel einer sehr simplen Timerschaltung näher erläutert.

Datenblätter: Besonders hervorzuheben ist das Merkblatt des MOSFET BS170, wegen der Diagramme von ausführlichen und anderer Angaben. Das andere Datenblätter enthält Angaben für das verwendete zusätzlich oder erwähnten Halbleiter: Dieses Kapiteil ist bei P&S-Studenten optional. Vor einer schlüsselfertigen Verzögerungsschaltung betrachten wir zunächst die Entladung von Kondensatoren an einer Eingangstufe mit bidirektionalen und an einer Eingangstufe mit MOSFETs und erfahren so mehr über die wichtigen Vorteile und Abgrenzungen.

Das Stromverstärkung beträgt ein Wert von mindestens 30'000 bei einer Kollektor-Emitter Spannung von nur 2 V. Für die Sättigungszustand muss man dieses Hoch auflösen Verstärkung. Wer das Darlington Prinzip noch nicht beherrscht, dem sei empfohlen, sich vor dem Lesen mit den Grundzügen von Patrik Schnabel vertraut zu machen:

Ich habe einen Elektronik-Minikurs über, die Darlington-Sonderform, die sogenannte Komplementärdarlington, die immer aus einem NPN- und PNP-Transistor zusammengesetzt ist und einen entscheidenen Vorzug hat. Bei Verwendung der TA-Taste gedrückt im Subframe 1. 1 wird der Zeitkondensator CT auf die Doppelte Basis-Emitterspannung aufgeladen. Eine höhere Stromstärke ist nicht möglich, da der Grundstrom Ib2 eine weitere Aufladung des Wandlers verhindert.

Auch ohne Rv würde bei Drücken von TA wurde die Versorgungsspannung +Ub über ein sehr hoher Grundstrom Ib gegen GND Kurzschluss und die beiden Tranistoren würden sofort zerstört. Drückt man TA in Subframe 1. 1, ein von Rv limitierter Grundstrom Ib2. Die Darlington-Stufe, die aus T1 und T2 besteht, verstärkt dieser.

Ist dieser limitierte Nennstrom viel kleiner als der aus Ib2 resultierende Sammlerstrom mal Stromverstärkung ÃT1,T2, dann ist die Darlington-Stufe Stromverstärkung und UOUT - die Stromquelle von T1 - hat einen Strombelastungswert von etwa 0,7 V. Das ist die Adresse geringfügig von Collectorstom abhängig. Inwiefern führt das zu einer Sättigungsspannung, die ungefähr dem P/N-Übergang eines Silizium-Transistors oder der Vorwärtsspannung einer Silizium-Diode entspechen?

In Abbildung 2.1 ist die Lösung dargestellt. 2.2 Der T2-Basisstrom Ib2 ist größer als notwendig, um den erforderlichen Strom des T2-Kollektors auf der Basis von Stromverstärkung zu errechnen. Dieses Stromverstärkung ist mit dem BK550C über 100 auch bei geringer Kollektor-Emitterspannung breit, wenn der Kollektorstrom gering ist. Der Kollektor- Emitter-Spannung des 2.2. beträgt so oft nur wenige 10 mV.

Ein kurzgeschlossener Kollektor-Basispfad verwandelt den T1 in eine Leuchtdiode, bei der der hohe Stromwert Ic1 vom Sammler zum Sender und der niedrige Stromwert Ib1 von der Base zum Sender fließt. Ein Grundstrom kann jedoch nur fließen, wenn die zwischen Sockel und Sender liegende elektrische Leistung der physisch ermittelten Basis-Emitterspannung von etwa 0,7 V entsprechen.

Dadurch wird der Transformator zu einer Leuchtdiode, wie in Abb. 2.3 dargestellt, jedoch mit dem großen Manko, dass seine Blockierspannung aufgrund der immer geringen Emitterbasis-Blockierspannung auf wenige V beschränkt ist. Diese Transistordioden sind nicht geeignet als Alternative zu für "normalen" Silizium-Dioden, z.B. in Gleichrichter-Schaltungen. Zurück zum Hilfsrahmen 1. 1 (Bild 1).

Stromwandler entlädt sich durch Ib2 Ganz am Beginn, bevor die Ta s t e rtaste geöffnet wird, fließt Ib2 mit dem durch Rv begrenzten Volumen. Der UKV stimmt genau mit dem UBE((T1) plus UBE(T2) überein, da der Stromwandler fest mit T2 und T1 verbunden ist. Durch den Grundstrom Ib2 nimmt der UCT jedoch ab Dieser nimmt ab und der Sättigungszustand von T1 und T2 nimmt während des Entladevorgangs sehr wenig ab.

Im Laufe der Zeit steigt die Ausgangsspannung UOUT an. Erst wenn der Stromwandler den UBE( (T1) plus UBE(T2) durch seine eigene und/oder die Umgebung parasitäre, teilweise sehr hochohmig Verlustwiderstände so weit unterschritten hat, dass der UCT den UBE( ) plus UBE(T2) liegt. So kann man leicht erkennen, dass diese Strecke keineswegs für den schlimmsten Zeitpunkt geeignet ist.

Worin besteht der Unterschied in Tabelle 1.2? Der Stromkreis kann durch einen simplen Stich mit Hilfe von Spannungen gesteuert werden, obwohl es sich um einen zweipoligen Transistor handelt. Der RT*CT Zeitkonstante beträgt ganz exakt 1 s. Die Rb2 muss so bemessen sein, dass bei einer Betriebsspannung von ca. 1 V über der zweifachen Basisemitterspannung die Darlington-Stufe noch ungefährlich ist gesättigt, d.h. UOUT ca. 0,7 V beträgt.

Wählen wir für Ib2 2 µA bei einer Versorgungsspannung von 1 V über Rb2. Das macht Rb2 = 470kOhm. Fließt Ib2, so hat der Eingabewiderstand der darlingtonischen Schaltung einen Betrag von 470 kOhm, da der dym. Das erforderliche Stromverstärkung des BC517 beträgt dann Ic/Ib2 = 9mA/2µA = 4'500. Wie bereits oben angegeben, beträgt das beträgt mindestens 30'000 für das BC517 an UOUT = 2 V.

Der Stromwandler lädt sich durch Rv auf +Ub. Der Stromwandler entlädt hauptsächlich durch den parallel zum Stromwandler geschalteten Stromwandler und etwa 1/10 davon durch den von Ib2 durchflossenen Rb2 und die Darlington-Stufe im Zustände  gesättigten. Sobald die UCT durch die Entladung des Stromwandlers die zweifache Basisemitterspannung unterschritten hat, reißt der Grundstrom Ib2 und damit auch der Strom des Kollektors lc im Gegensatz zum Verfahren in Subframe 1. 1 sehr stark ab und die Ausgangsspannung am UOUT erhöht sich ebenso stark auf den + UB.

Der UOUT steigt an, wenn die Stromspannung über Rb2 so weit abnimmt, dass die Sättigungszustand abnimmt. Bei CT*RT beträgt die Entladezeitkonstante ca. 3,2 V bei +Ub = 9V bei CT. Die Flankenanstiegszeit am Ausgangs-UOUT liegt nach einer Stromwandlerspannung zwischen 2,4 und 1,4 V, die Zeitdauer ist also etwas länger als die Zeitkonstante CT*RT.

Dass dürfte keine Bedeutung hat, da eine solche simple Rennstrecke nicht mit für und Präzisionsanwendung gemeint ist. Die beiden Subbilder 1. und 2. werden verglichen Beide Kreise schalten nach dem Lösen der TA-Taste verzögert ab. Wird gedrückt in Subframe 1 zu TA, lädt sich CT sofort auf den Wert +Ub.

Die Rv wird hier nur unter für eingesetzt, um den Ladestromstoß des Stromwandlers zu begrenzen. Der MOSFET BS170 (T) ist ein selbsthemmender N-Kanal-MOSFET mit niedriger Leistung. Durch das Entladen von CT über wird diese Stromspannung äußerst gering gehalten, der nicht unendliche, aber dennoch sehr hohe innere Widerstand von CT, wenn ein hochwertiger gewickelter Kondensator und kein Elektrolytkondensator eingesetzt wird.

Die Isolationsschicht der Gate-Quelle des MOSFET T ist ebenso hochimpedant oder noch höherimpedant, was auch die UCT-Entladung minimiert. Das heißt, ein sehr guter gewickelter Kondensator kann die Netzspannung über Abschnürspannung des MOSFET T für viele Tage oder mehrere Std. aufnehmen und UOUT verbleibt auf GND-Potential, während der Drain-Strom ID fließt.

Subframe 2. 2 weicht vom Subframe 1. 1 nur im zusätzlichen Timing-Widerstand RT ab, durch den der Stromwandler entladen wird, wenn TA freigegeben wird. Erst so ist diese Beschaltung als sehr simple Abschaltverzögerung nutzbar überhaupt Bei CT*RT beträgt ist die Uhrzeit konstante auch hier eine Sekunden. Entladezeit bis zum Abschalten des MOSFETs, beträgt bei einer Arbeitsspannung von +9 VDC etwas mehr als die Zeitkonstante von 1Sek., da dieser Abschnürspannung bei ca. 2 V eine geringere als die Entladespannung bei der ersten verstrichenen Zeitkonstante von 3 V hat.

Wird eine 9V -Blockbatterie eingesetzt, verringert sich die Verzögerungszeit durch die Entladung der Batterie ständig, während welche Abschnürspannung des MOSFETs immer gleich ist. Abbildung 4 behandelt die Übertragungscharakteristik des MOSFET B170 (Subframe 4. 1) in Zusammenhang mit der Beschaltung von Subframe 3. 2, die hier als Subframe 4. 2 wiedergegeben wird.

Nach dem die TA-Taste zu gedrückt wurde, entspräche die Pegel quelle: zunächst +Ub, in diesem Beispiel +9 VDC. Der MOSFET könnte bei dieser Gate-Source-Spannung einen Drain-Strom von knapp 2 A bereitstellen. Im Versuchskreis in Abschnitt 4.2 wird der Drain-Strom ID durch RD auf nur 9 mA beschränkt.

Das MOSFET T ist vollständig mit einem internen Widerstand, genannt RDS(ON), von typischerweise 1,2-Ohm verbunden. Dadurch wird eine Versorgungsspannung von 10 mA an UOUT bei einem Drain-Strom von nur 9 mA generiert. Der UOUT hat GND-Potential. Es wird TA freigesetzt und die UCT und damit auch UGS fallen.

Dadurch erhöht sich die Ausgangsspannung von ca. 10 auf ca. 18 mm. Das heißt, die Zugkraft über RD ist bei Verhältnis bis +Ub noch weitgehend gleich. Es wird sich noch zeigen, dass es völlig irrelevant ist, für die kommende Applikation in Abb. 5, wenn UDS noch weiter aufsteigt.

Fällt UCT, es tritt in das sogenannte Abschnürbereich des MOSFET ein und dies bei weniger als 2,5 V. Das Abschnürung ist darauf zurückzuführen, dass Ladungsträgerkonzentration im Drain -Source-Kanal durch die weitere Reduzierung der Gate-Quelle kontinuierlich sinkt. UOUT während hat aufgrund dieses Verhaltens für eine lange Entladedauer des Stromwandlers quasi GND-Potential, und erst wenn UCT eine Versorgungsspannung von weniger als 2,5 VDC und danach darunter errechnet, steigt UOUT verhältnismäßig zügig im Verhältnis zur Entladung an.

Exakt diesen Einfluss verwenden wir bei für eine einfache Langzeit-Abschaltverzögerung, wie wir im nachfolgenden Kapitel in Abb. 5 ersichtlich sind. Ein solcher Stromkreis hat die Aufgabe, einen nachfolgenden kleinen Stromkreis mit geringer Strom- und Leistungsaufnahme zu bedienen. Das kann leicht dazu führen, dass man den Shutdown komplett vergißt und die Datei entlädt zu vollständig wird.

Eine ist dabei beliebig andere Verzögerungszeiten zur Trennung zu bemessen. Der Schaltkreis in Abschnitt 5. 1: Innerhalb der feingestrichelten Zeilen erkennt man wieder den Schaltkreis in Abschnitt 3. 2 oder 4.2. Abschnitt 5. 1 ergänzt Dieser Schaltkreis mit dem PNP-Transistor T2, der dazu dient, die Batteriespannung Ue mit der Ausgangsspannung Ua zu verbinden.

Der Spannungswert über RD generiert hauptsächlich einen T2-Basisstrom und diesen, verstärkt, den T2-Kollektorstrom. Ein an +Ua angeschlossener Stromkreis wird mit diesem Stromkreis versorgt, während CT über RT entlädt. Der Ableitstrom während verbleibt für fast die gesamte Entladezeit auf einem gleichbleibenden Niveau von ca. 2 mA (Ue = +9V), da sich der Druck von RDSon in Verhältnis bis RD bei dieser sehr geringen Ableitstrom-ID kaum ändert.

Kaum bei der geringen Gate-Source-Spannung (Abschnür Bereich), wie z.B. bei 2 V, nimmt RDSon drastisch zu und verursacht einen plötzlichen Spannungsabfall von Ua führt, da der Drain und damit der T2-Grundstrom ebenso drastisch abfällt. Der Grundstrom muss so hoch oder RD so gering sein, dass T2 bis zu Abschnürspannung des MOSFET T1 gesättigt und dies bis zur Batterieentladungsspannung von 6,3 VDC (70 %).

Weil T1, wie gerade erwähnt, nach einer längeren Ausschaltverzögerung eine exzellente Schnellabschaltung von +Ua erzeugt, sind keine weiteren Maßnahmen auf der Strecke mit T2 diesbezüglich erforderlich. Allerdings könnte dies durch Hinzufügen eines Streams über und RD wählt geschehen, der viel größer ist als der T2-Basisstream. Das hat hier jedoch keinen Nutzen, sondern den nachteiligen Effekt, dass die Akkus durch zusätzlich unnötig aufgeladen werden.

Beim Einschalten wird der Stromwert durch den Regler auf ca. 0,1 mA geregelt. Die UCT/ID Darstellung im Subframe 5. 2: Der eingesetzte MOSFET BS170 ist für den Betrieb unter für geeignet. Das zeigt sich an den Übertragungseigenschaften im Hilfsrahmen 4.1 Das Originaldiagramm im Typenblatt in Bild 5 unterscheidet sich geringfügig.

Drei Kennlinien für dreiwerte der Chiptmperatur bei einer Drain-Source-Spannung von 10 V. Während zeigt das ursprüngliche Diagramm der Drain-Stromwerte von 0 bis 2A, der Drain-Strom in unserer Stromkreis mit ca. 2 mA ist in einem Messbereich, in dem eine sehr geringe Ausgangsspannung, die sehr nah an Abschnürspannung ist, ausreichend ist.

Betrachtet man nun Bild 2 des Datenblatts "On-Resistance Variation mit Gatespannung und Drain-Strom", so stellt man fest, dass bei UGS von 4 V der normierte Drain-Source-Widerstand einen Betrag von 1,7 hat, wenn kein Drain-Strom fließt, oder so wenig (2 mA), dass er nicht erwähnenswert ist. Diese entsprechen einem Standardwert von 2 und einem Maximalwert von 10 Ohms (Datenblatt).

Im Verhältnis zu RD von 3,9 kOhm ist dieser Betrag so gering, dass T2 (BC560C) noch über längst im gesättigten Stand schaltet und +Ua dem Wert-Wert von +Ue minus etwa 0,1 V entspre-cht. Daher beträgt der Drain-Strom im UCT = +Ue bis weit unter diese 4 V 2 mA.

Im Datenblatt ON CHARACTERISTICS ist jedoch ein Untergrenzwert zwischen 0,8 und 2,1 V bei einem Ableitstrom von 1 mA festgelegt. Der Konstantstrom wird in diesem Spannungsbereich der Gatequelle rasch unterbrochen. Daher erfolgt nach der großen Verzögerungszeit die Schnellabschaltung von +Ua. Durch Drücken von START wird die aktuelle ID mit ca. zwei mA gestartet.

Dadurch werden zu große Stromsprünge im COUT und eventuell weitere Block-Elektrolytkondensatoren im nachfolgenden Stromkreis verringert. Dieses Maß schützt T2. Nach dem Lösen der Schaltfläche startet die Tiefentladung von CT über während Dieses Maß gilt für ca. sechs min (volle Ladestromdichte von 9 VDC), bis +Ua abgeschaltet wird. Die Batterieentladung bis zu 6, 3 VDC verringert auch die Ausschaltverzögerungszeit.

Abbildung 5. 3 zeigt dies mit einer Spannungsreihe bei einer vollen Akkuspannung von 9 VDC. Während CT von 9 VDC auf zwei. 09 VDC entlädt, die Versorgungsspannung UDS erhöht sich von 6mV auf 100 mV. Dieses verändert der Drain-Strom von zwei mA (sicher Sättigung von T2 bei einem maximalen Strom von 50 mA) nicht merklich.

Die maximale Stromstärke des Kollektors zulässige des Modells T2  beträgt 100 mA. Das ungesättigte Stromverstärkung beträgt gesättigten mit dem Einsatz von BC560C zwischen 420 und 800. Im beträgt Modus, wenn also T 2 als Umschalter funktioniert und die Kollektor-Emitter-Spannung nur etwa 100mV beträgt, kann man mit einem Stromverstärkung von gut 40.

Die Abschaltverzögerung sollte bei dieser Versorgungsspannung gerade noch intakt sein. Dieser kann als Anzeige für den Batteriewechsel verwendet werden, wodurch es eine elegante Lösung im Elektronik-Minikurs gibt: T1 läuft oberhalb der Gatequelle Abschnürspannung, d.h. im Einschaltzustand, beträgt die Betriebsspannung über RD bei der leeren Akkuspannung von 6,3 VDC ca. 5,6 VDC.

Für hat einen max. T2-Kollektorstrom von 50 mA, wo T2 noch gesättigt sein muss, wählen hat einen max. T2-Grundstrom von 1,25 mA. Für RD resultiert daraus ein Betrag von 4,5 kOhm. Unter wählen haben wir den nächst um 3k9 verkleinert und den Grundstrom auf 1,4 mA verbessert.

Output +Ua: Es ist eindeutig, dass die zu versorgende Leitung für mit einem niederohmigen Kondensator im Mittelfrequenzbereich blockiert werden sollte. µF genügen in der Regel genügen viele Einsatzmöglichkeiten mit dem derzeitigen sehr geringen Stromverbrauch. Auf diesen Kondensator kann man verzichtet werden, wenn man eine andere Leitung einspeist, die sich nicht auf dem gleichen Druck befinden, wenn solche Maßnahmen dort bereits durchgeführt wurden.

Hierfür sollte man nicht die Website für benutzen! Das Begründung dazu finden Sie im Elektronik-Minikurs Integrierter fester und einstellbarer 3-poliger Spannungsregler im Bereich "Warum kein Tantalgelko? Für die Unterdrückung von Hochfrequenztransienten müssen sowieso kleine Keramik-Vielschichtkondensatoren (kurz: Kerko) im Nähe der kritischen Schaltung zusätzlich verwendet werden. Für P&S-Studenten ist dieses Kapital optional.

Wir empfehlen für einen Strombedarf bis max. 1A wäre des BD 140 im TO126. Das bedeutet, dass der Grundstrom und damit der Ableitstrom durch den MOSFET T1 bereits bei etwa 100 mA recht hoch ist. In Abb. 5 entfallen die Angaben für RD und Bb, sie sollten unter müssen liegen.

Der Leistungsverlust für RD bei einer Betriebsspannung von ca. 11,3 VDC (bei +Ue = 12 VDC) und einem Ableitstrom von ca. 0,1 A für bereits mehr als 1Watt. Einen kleinen Ausschnitt zu diesem Themenbereich finden Sie unter Vom Überlastsensor zum E-Backup. Für P&S-Studenten ist dieses Kapital optional.

Kaum eine Elektronik, die keine gleichbleibende Spannung benötigt. Very häufig für digital (HCMOS, Prozessoren) und analog (z.B. LinCMOS Operationsverstärker) ist eine Betriebs-Spannung von +5 VDC geeignet. Zu dem jetzigen Themenbereich geeignet, käme eine kleine Schaltungsvariante mit geringem Strom-/Leistungsbedarf zur Applikation. Es ist dabei noch notwendig, dass die Ausgangsspannungstoleranz von LM7805 ±5 % beträgt.

Gemäss Typenblatt beträgt die kleinste Rückfallspannung bei einem Belastungsstrom von 10 mA 0,2 VDC und bei 150 mA 0,6 VDC. In jedem Fall ist sichergestellt, dass für eine Applikation mit max. 50 mA, die kleinste Drop-Out-Spannung längst ausreicht. Den Mindestlaststrom beträgt, wie beim LM7805, 5 mA, damit die Spannungsregulierung zuverlässig funktioniert.

Die Idee dabei ist, dass die Netzspannung über des Spannungsreglers (Drop-Out-Spannung) auf einen Wert reduziert werden kann, bei dem die Netzspannungen nicht mehr funktionieren. Dies ist die absolute Mindestspannung, die über an den Regler zulässig liefert. Allerdings hat der Regler selbst eine gewisse Genauigkeit gegenüber dieser minimalen zuässige -Eingangsspannung.

In den zusätzlichen Bausteinen für die Beschaltung in Abbildung 5 sind zusätzlich und x. Liegt die Gesamtsumme von zusätzlichen Blockkapazitäten im "Schaltkreis X" inklusive Cx4 höher als der Wert für den Wert für Cx1, kann bei ausgeschaltetem Timer ein Rückstrom kurzzeitig fließen. Bei falscher Polarität der Batterien wird durch die Leuchtdiode 2 eine Zerstörung der Stromkreise unterdrückt. Die Kurzschlussströme durch das Gerät fließen nur kurz bei umgekehrter Polarität, da die Batterien nicht mit der falschen Polarität verbunden und befestigt werden können (Tasteradapter).